目前使用（yòng）較多的（de）是三相（xiàng）柱式電力穩（wěn）壓器，它（tā）雖然（rán）有（yǒu）很多優點（diǎn），但由於使用了機械傳動和（hé）碳（tàn）刷進行調節，因而具有（yǒu）工作壽命短（duǎn）、可靠性差、動態響應時間長等缺點，正在被無觸點補償式穩壓電（diàn）源所取代。“補（bǔ）償”具有“補足”和“抵（dǐ）消”兩種意思。所謂（wèi）補償式穩壓電（diàn）源，就是用（yòng）多個補償（cháng）變（biàn）壓器（一般是2～4個），將其次級串入（rù）主電路中，通過（guò）由雙向晶閘管或固態繼電器（由（yóu）光耦（ǒu）、觸發電路（lù）和雙（shuāng）向晶閘管組成的電路模塊）組成的“多全（quán）橋”轉換電路（lù），用切（qiē）換多（duō）個補償變壓器初級頭、尾的連接方式，來調（diào）節補償電（diàn）壓的大（dà）小或正負進行有級補償（cháng）。當市電（diàn）電壓高於標稱電壓時進行負補償；低於（yú）標稱電壓時進（jìn）行正補償。由於去掉了機（jī）械（xiè）傳動和碳刷，因（yīn）而提高（gāo）了壽命、可靠性和動態響應（yīng）速（sù）度，使穩壓電（diàn）源的性能得到了很（hěn）大的改進。但（dàn）仍然（rán）還存在（zài）一些缺點（diǎn）：如隻（zhī）能有級調節、調節精度不高（取決於補（bǔ）償變壓器的最小電壓，調節精度一般（bān）為2％～5％），所用補償變（biàn）壓器個數較多，因而補（bǔ）償變壓器的“多（duō）全（quán）橋”轉（zhuǎn）換電（diàn）路用的開關數也多，電路相對複雜等。本文取其優（yōu）點（diǎn），避其缺點（diǎn），提出（chū）了用PWM高頻斬波（bō）器（qì）進行（háng）補（bǔ）償的交（jiāo）流穩壓（yā）電源（yuán），使交（jiāo）流穩（wěn）壓器的（de）性能得（dé）到了（le）進一（yī）步的提高。

2  用PWM高（gāo）頻（pín）斬波器（qì）的補（bǔ）償式交流（liú）穩（wěn）壓電源（yuán）

    這種穩壓電源是采用（yòng）PWM高頻斬波器產生的（de）補（bǔ）償電（diàn）壓uco對市電電（diàn）壓的波動（dòng）（欠壓或（huò）過壓）進行（háng）補償，其原理電路（lù）如圖（tú）1所（suǒ）示。圖中S1和S2為采用（yòng）雙向晶（jīng）閘管（guǎn）或固態（tài）繼電器的交流開（kāi）關，用切換變壓器Tr的兩個初級繞組來（lái）控製補償電壓的（de）方向，它的（de）次級繞組串（chuàn）入主電路中，以對市電電壓的波動（dòng）進行（háng）補償（cháng）：當市（shì）電電壓高（gāo）於標稱（chēng）電壓時（shí）S2導通，Tr按降壓自耦變（biàn）壓器方式工作，輸出反向電壓來抵（dǐ）消市（shì）電電壓高出的部分；當市電電壓低（dī）於標稱電（diàn）壓時（shí）S1導（dǎo）通，Tr按升壓自耦變壓器（qì）方式（shì）工作，輸出正向電（diàn）壓來補（bǔ）足市電（diàn）電壓不足（zú）的（de）部（bù）分。S3是PWM高頻斬波器（qì）開關，用來調（diào）節補償電（diàn）壓的大（dà）小，以實現（xiàn）無級精確補償。由於S3工（gōng）作在高（gāo）頻開關狀（zhuàng）態（tài），因而采（cǎi）用了由兩個IGBT反並（bìng）聯（lián）組（zǔ）成（chéng）的，而且帶有零電流開通，零電壓關斷（duàn）緩衝電（diàn）路的交流開關，以減少開關損（sǔn）耗（hào），提高斬波效率。

    由市電電壓us與（yǔ）基準電（diàn）壓ur相減的差值ΔU（直（zhí）流電壓）控製PWM調（diào）製器（qì），在載波三角波電壓小（xiǎo）於（yú）ΔU的部分（fèn）產（chǎn）生（shēng）S3的正向觸發脈衝控製S3斬（zhǎn）波。這樣，在補（bǔ）償變壓（yā）器Tr的次級就可以產生出補償電壓uco。uco的大小等於us與ur有效（xiào）值之差|Us－Ur|，uco的方向取決（jué）於Us－Ur等於正（zhèng）還是（shì）負（fù）來決定：當Us－Ur等於正（zhèng）值時S2導通（tōng），uco為（wéi）負，當（dāng）Us－Ur等於負值時S1導通，uco為正，以補償市電電壓（yā）達到標稱值。圖中LF、CF為（wéi）交流濾（lǜ）波器，以濾掉（diào）補償（cháng）電壓（yā）uco和市（shì）電電壓us中的高次諧波。

圖（tú）1  采（cǎi）用PWM高頻斬（zhǎn）波器的補償（cháng）式交流（liú）穩壓源電路原理框圖

    斬波器開關S3采用的是等電位直（zhí）流（liú）脈寬調（diào）製EPWM（Equipotential－PWM），EPWM觸發脈衝的（de）形成與交流正弦電壓的PWM斬（zhǎn）波波（bō）形如（rú）圖2所示。

圖2   EPWM調製與正弦PWM斬波波（bō）形（xíng）

2.1  正弦（xián）斬波（bō）電壓的諧波分析

    正（zhèng）弦斬波電壓的波形如圖2所示，為了（le）使波形（xíng）具（jù）有半波奇（qí）對稱（chēng），和1/4周（zhōu）期偶（ǒu）對稱，以消除其傅裏（lǐ）葉級數中的餘弦項和正弦項中的（de）偶次諧波，取（qǔ）載波比N=fc/fs=4k（式中（zhōng）fc為載波三角波頻率（lǜ），fs為市電工頻頻率），調製比M=Δt/TΔ=ΔU/Uc（式（shì）中Δt為（wéi）觸發（fā）脈衝寬度，TΔ=1/fc為載波三（sān）角波周（zhōu）期，ΔU為等電（diàn）位（wèi）直流調（diào）製電壓，ΔU=|Us－Ur|，Uc為（wéi）載波（bō）三角波電壓幅值）。

    載（zǎi）波三角波的（de）方程（chéng）式為（wéi）：

    uc=(1)

    i=1,2,3…

    當調（diào）製電（diàn）平為ΔU時，求出觸發（fā）脈衝起始點ti和終止點ti＋1的方程式為：

，

（2）

（3）

    則（zé）脈衝（chōng）寬度為：

                          Δt=ti＋1－ti=(TΔ/Uc)ΔU                     （4）

    式（shì）中TΔ=2π/N，則各觸發脈衝（chōng）的起始角（jiǎo）和終止角的數值為：

         α1=TΔ/2－(TΔ/2)(ΔU/Uc)=π/N－M(π/N)

       =π(1－M)/N；

                         α2=π(1＋M)/N；

                         α3=π(3－M)/N；

                         α4=π(3＋M)/N；

                         ……

    由圖2可以看出：PWM正弦斬波波形是“鏡對稱”和“原點對稱（chēng）”，因此在它（tā）的（de）傅裏葉級數中（zhōng）將不（bú）包含恒定分量、餘弦項和正弦項中的偶次諧波，隻包含正弦項中（zhōng）的（de）奇次諧（xié）波，故（gù）：

               f(ωt)=bnsinnωt，n為奇數（5）     

    式中：bn=f(ωt)sinnωtd(ωt)

    對於基波（bō），n=1，由於PWM正弦（xián）斬波波形是正弦的，即f(ωt)=Usmsinωt，所以：

    b1=(sin2xdx＋sin2xdx＋…）

      =sin2xdx

      =（M·）=MUsm    (6)

    對於諧波

    bn=(sinxsinnxdx＋sinxsinnxdx＋…）

    當n=KN±1，K=1,2,3…時：

    bKN±1=sinxsinnxdx

         =－sinKMπ   (7)

    當n≠KN±1時：

    bn≠KN±1=sinxsinnxdx=0

    所以，當補償變壓器的變比為ξ時，PWM正弦斬波電壓uch的傅裏葉（yè）級數（shù）表示式為：             

    uch=MUsmsinωt－sinKMπsin(KN±1)ωt    (8)

    補（bǔ）償電（diàn）壓uco的方程（chéng）式為：

    uco=ξMUsmsinωt－ξsinKMπsin(KN±1)ωt(9)

    由式（8）中（zhōng）的諧波幅值sinKMπ可以算出，當fc=10kHz，N=200，M=0.1～0.9時，基波與（yǔ）各次諧波的（de）幅值如表（biǎo）1所示。基（jī）波和各（gè）次諧波與調製比M的關係曲線（xiàn）如圖（tú）3所示。可（kě）知，PWM正弦斬波電壓的諧波頻率與載波比N成正比，N越大諧波頻率越高（gāo），所需的交（jiāo）流濾波器LFCF的（de）參數越小，當N大到一定程（chéng）度時，甚至隻用Tr漏感及一個（gè）很小的電容CF就可以濾掉所有uco中的高次諧波。

表1   基波和各次諧波與（yǔ）調（diào）製比M的關係（xì）

諧波分量	M值（zhí）
	0.1	0.2	0.3	0.4	0.5	0.6	0.7	0.8	0.9
b1/Usm	0.1	0.2	0.3	0.4	0.5	0.6	0.7	0.8	0.9
b199/Usm	－0.0984	－0.1871	－0.2575	－0.3027	－0.3183	－0.3027	－0.2575	－0.1871	－0.0984
b201/Usm	－0.0984	－0.1871	－0.2575	－0.3027	－0.3183	－0.3027	－0.2575	－0.1871	－0.0984
b399/Usm	－0.0935	－0.1514	－0.1514	－0.0935	0	0.0935	0.1514	0.1514	0.0935
b401/Usm	－0.0935	－0.1514	－0.1514	－0.0935	0	0.0935	0.1514	0.1514	0.0935
b599/Usm	－0.0858	－0.1009	－0.0328	0.0624	0.1061	0.0624	－0.0328	－0.1009	－0.0858
b601/Usm	－0.0858	－0.1009	－0.0328	0.0624	0.1061	0.0624	－0.0328	－0.1009	－0.0858
b799/Usm	－0.0757	－0.0468	0.0468	0.0757	0	－0.0757	－0.0468	0.0468	0.0757
b801/Usm	－0.0757	－0.0468	0.0468	0.0757	0	－0.0757	－0.0468	0.0468	0.0757

2.2  主（zhǔ）電路與斬波開（kāi）關的結構（gòu）形式

    主（zhǔ）電路與PWM正弦斬波器開（kāi）關（guān）的結構形式如圖4所示，其（qí）中圖4（a）是用兩個PWM正弦斬波器開（kāi）關的主電路（lù），當us>ur時S2導通（tōng），Tr按降壓自耦變壓器方式工作（zuò），輸（shū）出電壓－uco，以抵消市（shì）電（diàn）電壓（yā）中（zhōng）的高出部分；當usur時開關S2和S3導通，Tr工作在降壓自耦變壓器狀態，輸出電壓（yā）－uco，以抵消（xiāo）市電電壓（yā）中的高出（chū）部分；當us

(a)主電路之一（yī）(b)主電路之二(c)主電路之三

(d)主（zhǔ）電（diàn）路（lù）之四（sì）(e)斬波開關型式

圖4  主電路與PWM斬波（bō）開關型式

2.3  線路阻抗的補（bǔ）償

    在（zài）圖4所（suǒ）示的主電路中，補償變壓器Tr次級繞組的電阻和漏感，以及交流濾波電感LF的繞組電阻（zǔ）圖（tú）3諧波（bō）分量與調製比M的（de）關係曲線和電感，與市電電源的內阻（zǔ）抗共同組成（chéng）線路阻（zǔ）抗Z。在有負載（zǎi）時線（xiàn）路阻抗Z產生的電壓降Zis對穩壓精度（dù）是有直接影響的。為了提高穩壓電源的精度，對Z的影響應進（jìn）行補償（cháng），其（qí）補償電路如圖1中虛線電路所示（shì）。由於Zis使輸出電壓uo減小（xiǎo），減小的程度與電流（liú）is成正比，因而在控製電路中加入了一個（gè）乘法器，將測得的is與Z相（xiàng）乘的Zis信號（hào）串入到us檢測電路中（zhōng），使（shǐ）us相應（yīng）減小一些（xiē）即可以補償掉Zis的（de）影響。PWM正（zhèng）弦斬波器開關管的正向壓降、變壓器Tr初級繞（rào）組的電阻和漏感，也可以造成（chéng）PWM正（zhèng）弦斬波器輸出（chū）電壓uco值的減（jiǎn）小，對（duì）穩壓精度也有影響，但（dàn）這個影響（xiǎng）較固定（dìng）且數值不大，因（yīn）此可（kě）以（yǐ）通過調（diào）高變壓（yā）器（qì）Tr的（de）變比ξ來補（bǔ）償。

2.4  考慮線路阻抗（kàng）Z的補償分析

    假定（dìng）市電電壓us大於（yú）或小於基準電壓ur，在考慮到線（xiàn）路阻抗Z時穩（wěn）壓電（diàn）源輸出電壓uo的（de）方程式為（wéi）：

    uo=us－Zis±uco    （10）

式中：us=Ussinωt；

      is=Issinωt。

    補償變（biàn）壓器Tr的變比ξ=Uc/Usm，Usm=Us

    將式（shì）（9）及（jí）us、is的值代入式（10）得：

    uo=Ussinωt－ZIssinωt±ξMUsmsinωt

        ξsinKMπ·sin(KN±1)ωt

    用電路中的交流濾波器LFCF濾掉uco中的高（gāo）次諧波（bō）後可得：

    uo=Ussinωt－ZIssinωt±ξMUsmsinωt（11）

    當us增高到（dào）>ur時，>Usm，由於ΔU=－ZIs－Ur，M=ΔU/Uc=(－ZIs－Ur)/Uc，ξ′=Uc/，代入式（11）得：

    uo=sinωt－ZIssinωt－

                ξ′〔(－ZIs－Ur)/Uc〕sinωt

             =Ursinωt            (12)

     當us降（jiàng）至us″

    uo=sinωt－ZIssinωt＋

               ξ″〔(Ur－＋ZIs)/Uc〕sinωt

       =Ursinωt                   (13)

    圖1所示PWM正弦斬波器式穩壓電（diàn）源，在（zài）工作過程中有（yǒu）以（yǐ）下6種情況（kuàng）：

    1)us增至>ur＋Zis時（shí），uco=－Zis－ur，輸出電（diàn）壓uo=－(－Zis－ur)－Zis=ur

    2)us降至＋Zis，輸出電壓uo=＋(ur－＋Zis)－Zis=ur

    3)us=ur時（shí），uco=－Zis，輸出電壓uo=us－(－Zis)－Zis=us=ur

    4)空載(is=0)>ur時，uco=－ur，輸出電壓uo=－(－ur)=ur

    5)空載(is=0)+ur，輸出（chū）電壓uo=＋(－＋ur)=ur

    6)空載(is=0)us=ur時，uco=0，不補償（cháng）。

    從以上分析（xī）可（kě）知：當市電電壓波（bō）動（dòng）（欠（qiàn）壓（yā）或過（guò）壓）或負載（zǎi）變化時，用以直流表示的us、ur，is的有（yǒu）效值（Us－ZIs－Ur）=ΔU或（Ur－Us＋ZIs）=ΔU作調製電壓的（de）EPWM正弦（xián）斬（zhǎn）波器的輸（shū）出電壓uco，完全可（kě）以補償輸出電壓uo的變化，保持uo=ur不變（biàn），達到穩壓目的。

    但由於采用的是（shì）直（zhí）流電平EPWM控製，故不能檢（jiǎn）測出波形（xíng）畸變，因（yīn）此這種穩壓電（diàn）源不能（néng）對市（shì）電電壓中（zhōng）的諧（xié）波、閃（shǎn）變（biàn）和尖脈衝等進行補償，但可以依（yī）靠交流濾波（bō）器濾掉一些。

    補償變壓器（qì）Tr的變比ξ=Uc/Usm的大小取（qǔ）決於市（shì）電電壓的最（zuì）大變化範圍（wéi）。市電電壓的（de）最（zuì）大變化範（fàn）圍（wéi）一（yī）般為±10％。但實際上有的地方最大（dà）變化範圍可達±20％，所以變比ξ'取1.7/10，ξ″取2.5/10，相對應（yīng）的補償變（biàn）壓器容量也（yě）應取穩壓電源標稱容量的25％。

用EPWM高頻斬波器（qì）的原（yuán）理（lǐ），同樣可以製（zhì）成（chéng）三相（xiàng）補償式（shì）交流穩壓電源，隻要用三（sān）組如圖1所示的電（diàn）路即可。這樣（yàng）的三（sān）相補償式交流穩壓（yā）電源，還可以補償掉三相（xiàng）電（diàn）壓的不（bú）對稱（chēng）。

3  結（jié）語

    按照圖1原理製（zhì）成的一台單相2.5kVA的穩壓（yā）電源，經（jīng）實驗證（zhèng）明：當輸入電壓變化範圍為±15％時，輸（shū）出電壓的變化小於±1％；諧波含量小於（yú）25％。這種穩壓電源的特點是：補償變（biàn）壓器工作在變比（bǐ）ξ″=2.5/10，ξ'=1.7/10的自耦變壓器（qì）狀態，其（qí）伏安定（dìng）額大，體積小、重量（liàng）輕，反應速度（dù）快，可以實現無級補償、補（bǔ）償精度高（gāo），電路簡單（dān）。當（dāng）市電電（diàn）壓正常或（huò）空載時S3不（bú）工（gōng）作（空載時與門關（guān）斷（duàn），S3不能觸發（fā）），補償變壓器不耗電（diàn），電源（yuán）損耗小。其缺點是由於（yú）Tr工作在自耦變壓器（qì）狀態，初（chū）、次級之間有電的連（lián）接，故接地（dì）不方便。另一個缺（quē）點是由於（yú）采用了直流有效值控製，故隻能補償市電電壓的大小變化，不能補償（cháng）市電電（diàn）壓中的諧（xié）波、閃變和尖（jiān）脈衝，但交（jiāo）流濾波器可以使諧波（bō）、閃變和（hé）尖脈衝減小。